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类似的时序同样适用于采用AD7403以及ADSP-CM408F处理器上集成式过载检测sinc滤波器的电机相位电流检测。采用时间常数为3μs左右的sinc滤波器可良好运作。在这种情况下，其余系统延迟的原因仅会是跳变信号内部路由至PWM单元以及存在栅极驱动器传播延迟，因为过载sinc滤波器是处理器的内部元件。连同电流检测电路或快速数字滤波器的反应时间，无论使用何种方法，两种情况下的ADuM4135超短传播延迟对实现有效的快速过流保护非常重要。
图6显示了硬件跳变信号、PWM输出信号和其中一个逆变器臂的上方IGBT实际栅极-发射极波形之间的延迟。图中可以看到，IGBT开始关断后的总延迟约为100ns。
图6. 过流关断时序延迟
通道1：栅极-发射极电压10 V/div；
通道2：来自控制器的PWM信号5 V/div；
通道3：低电平有效跳变信号5 V/div；100 ns/div
栅极驱动器去饱和检测比上文描述的过流检测方法执行速度快得多，且对于限制短路电流所允许上升的上限很重要，从而提升了系统的整体稳定性，并超过了可以实现的水准，哪怕系统带有快速过流保护功能。这显示在图7中。当发生故障时，电流快速上升——事实上，电流远高于图中所示，因为图中以带宽限制20A电流探针进行测量，仅供参考。去饱和电压达到9 V跳变电平，栅极驱动器开始关断。显然，短路的整个持续时间不足400ns。电流的长尾表示下方IGBT反并联二极管中的续流导致的感应电能。开启时，去饱和电压的初始增加是杂散去饱和检测电动势的一个例子，这是由于集电极-发射极电压瞬态所导致。可以通过增加去饱和滤波器时间常数，从而增加额外的消隐时间而消除。

图7. IGBT短路检测